Ansteuerschaltungen
Die verschiedenen Arten von Transformatoren brauchen ebenso verschiedene Ansteuerungen. Nachfolgend sind die Ansteuerschaltungen nach Transformatoren und jeweils nach Komplexität sortiert.
Allgemeine Praxishinweise
- Die Hochspannungspole der Ausgangsseite des Transformators müssen ausreichend isoliert werden. Spitze Kanten z.B. vom Löten sind zu vermeiden, da es sonst zu Koronaentladung (der Vorstufe eines Lichtbogens), oder zu unerwünschten Lichtbögen direkt zwischen den Anschlüssen kommen kann. Treten diese Lichtbögen unkontrolliert auf, kann das durch die höhere Strombelastung zur Zerstörung des Transformators kommen oder die Hochspannung bricht unerwünscht zusammen. Wenn möglich, sollte ein Hochspannungspol des Transformators geerdet werden, um bei diesem den Isolationsaufwand zu sparen.
- Hochspannungs-Leitung mit starker Isolierung findet man in alten Fernsehgeräten mit Zeilentransformatoren, Mikrowellen oder Kopierern. Diese kann allerdings nur bis zu einigen 10 kV isolieren.
- Die Verbindung von Transformatoranschluss und Hochspannungs-Leitung lässt sich zusätzlich mit Epoxidharz oder Silikon isolieren.
- Die Hochspannungs-Pole des Transformators bzw. die Hochspannungs-Leitung müssen ausreichend Abstand zur Gegenelektrode bzw. zur Erde (wenn die Sekundärseite auf Erdpotenzial bezogen ist) aufweisen. Es gilt die Faustregel für die Isolationsfestigkeit von Luft: 1 cm pro 10 kV.
- Der Primärstrom muss zum Schutz des Transformators unbedingt begrenzt werden. Dazu eignet sich prinzipiell eine träge Schmelzsicherung (träge, damit sie beim Fließen des Einschaltstromes, der ein Vielfaches des Nennstromes beträgt, nicht gleich auslöst). Im Falle eines Netztransformators eignet sich auch eine induktive Strombegrenzung mittels Vorschaltdrossel. Ein Dimensionierungsbeispiel finden sie unter [24b].
Ansteuerschaltung für Netztransformatoren
Der einfachste Fall für die Ansteuerung ist ein Netztransformator. Dieser kann bei Netzspannung und Netzfrequenz betrieben werden. Die Ansteuerschaltung besteht in diesem Fall nur aus einem Stelltransformator, um die Eingangsspannung für den Hochspannungs-Transformator einzustellen.
Bild 1 Blockschaltbild Hochspannungserzeugung mit Netztransformatoren
Die Ausgangsspannung des Hochspannungstransformators UHV ist durch das Übersetzungsverhältnis ü = N1/N2 (Windungszahlen primär zu Windungszahlen sekundär) des Hochspannungstransformators bestimmt und ist somit direkt proportional zur Eingangsspannung des Hochspannungs-Transformators, welche gleich der Ausgangsspannung des Stelltransformators UStell ist. Die Ausgangsspannung des Hochspannungstransformators beträgt somit
UHV=UStell*(1/ü)=UStell*(N1/N2)
Für ein Hochvolt-Gleichspannungsnetzteil muss die Sekundärseite des Hochspannungstransformators gleichgerichtet und geglättet werden. Mehr dazu finden Sie unter Gleichrichtung, Glättung oder Vervielfachung.
Da die Ausgangsspannung eine Wechselspannung ist, lässt sich diese vervielfachen. Mehr dazu finden Sie ebenfalls unter Gleichrichtung, Glättung oder Vervielfachung. Die Anzahl der Stufen sollte nicht mehr als vier betragen, da die Netzfrequenz von 50 Hz zu klein ist und damit der entnehmbare Maximalstrom sinkt.
Ansteuerschaltungen für Zeilentransformatoren
Um die häufig verwendeten Hochspannungs-Transformatoren anzusteuern, bedarf es etwas mehr Aufwand und Elektronik. Die verschiedenen Schaltungskonzepte sind hier vorgestellt.
Sperrwandler
Das Schaltprinzip des Sperrwandlers ist weit verbreitet und findet sich besonders in Handy-Steckernetzteilen wieder, welche für kleine Ausgangsleistungen ausgelegt sind. Das Kernstück des Sperrwandlers ist ein Transformator mit Ferritkern und Luftspalt. Durch die hohe Frequenz, bei welcher der Transformator betrieben wird, sinkt die nötige Baugröße des Transformators für die gewünschte übertragbare Leistung.
Die Erzeugung der Hochspannung erfolgt teils über das Übersetzungsverhältnis und teils über die kontinuierliche Aufladung des Ausgangskondensators. Die Vorgänge sind in dem Abschnitt Einfache Zerhackerschaltung näher beschrieben.
Freischwingender Oszillator
Die einfachste aller Ansteuerungen kommt mit nur drei Bauteilen aus und schwingt selbstständig.
Bild 2 Oszillatorschaltung aus [33b]
Funktionsweise
Im Prinzip funktioniert die Schaltung wie ein Sperrwandler, wie er in Abschnitt Einfache Zerhackerschaltung beschrieben wird, nur dass diese Schaltung ohne Taktgeber auskommt.
Es wird eine Rückkopplungswicklung mit drei Windungen zusätzlich zur Primärwicklung aufgebracht. Bei dem Anschwingen fließt über den Spannungsteiler ein Strom in die Rückkopplungsspule und damit auch in die Basis des Transistors. Er schaltet durch und es baut sich ein Magnetisierungsstrom in der Primärspule auf.
In der Rückkopplungswicklung wird ein Strom induziert, der gegen seine Ursache wirkt. Fließt also der Strom in der Primärspule von oben nach unten durch die Wicklung, fließt der induzierte Strom in der Rückkopplungsspule von unten nach oben. Der induzierte Strom baut sich auf und fließt entgegengesetzt zum Basisstrom. Der Transistor öffnet und der Magnetisierungsstrom wird null. Die jetzt im Kern gespeicherte magnetische Energie baut sich über die Sekundärseite in Form eines Sekundärstromes ab.
Weitere Details im Bezug auf die Vorgänge an der Sekundärseite finden Sie unter dem Abschnitt Einfache Zerhackerschaltung.
Die abgebildete Schaltung erzeugt kurze Hochspannungsimpulse. Für ein Hochvolt-Gleichspannungsnetzteil muss die Sekundärseite des Hochspannungstransformators gleichgerichtet und geglättet werden. Mehr dazu finden Sie unter Gleichrichtung, Glättung oder Vervielfachung.
Eine Einstellbarkeit der Ausgangsspannung lässt sich über eine Verstellung der Eingangsspannung erreichen. Dazu eignet sich der Leistungs-Tiefsetzsteller, wie er in Abschnitt Ansteuerung für Hochfrequenztransformatoren beschrieben wird, was allerdings erheblich mehr Aufwand bedeutet.
Die Ausgangsspannung lässt sich nicht vervielfachen, da es sich um eine pulsierende Gleichspannung handelt.
Eignung
Tabelle 1 Vor-und Nachteile des freischwingenden Oszillators
| Vorteile | Nachteile |
| Wenige Komponenten | Keine Einstellbarkeit der Ausgangsspannung ohne weiteren Aufwand |
| Geringe Komplexität | Keine Einstellbarkeit der Frequenz |
Tabelle 2 Eignung des freischwingenden Oszillators für die jeweilige Transformatorart
| Transformatorart | Bewertung | Kommentar |
| Dioden-Splitt-Transformators | ++ | - Für Gleichspannungsquelle externes Glättungsnetzwerk notwendig |
| AC-Zeilentransformator | o | - Externe Gleichrichterdiode notwendig - Für Gleichspannungsquelle Glättungsnetzwerk notwendig - kleinere Ausgangsspannung als bei Verwendung eines Dioden-Splitt-Transformators |
Einfache Zerhackerschaltung
Eine Erweiterung der in Abschnitt Freischwingender Oszillator gezeigten Schaltung, stellt folgendes Bild dar. Diese Schaltung ist nicht selbstschwingend, sondern muss getaktet werden.
Bild 3 Zerhackerschaltung aus [25b]
Das Kernstück bildet ein Zeilentransformator mit Gleichrichterdiode.
Prinzipiell wird über das Timer-IC NE555 eine Frequenz im Kilohertz-Bereich erzeugt, welche den Schalttransistor T2 periodisch an- und ausschaltet und die Eingangsspannung „zerhackt“. Der Transistor T1 dient als Treiber für den eigentlichen Leistungstransistor T2, welcher einen höheren Gatestrom braucht, als der NE555 liefern kann.
Über die Potentiometer lässt die Frequenz (R1) und die Pulsweite (R2) einstellen. Hiermit lässt sich auf die maximale Ausgangsspannung einstellen.
Funktionsweise
Die Schaltung funktioniert wie ein Sperrwandler, wie man ihn aus kleinen Steckernetzteilen kennt. Der Zeilentransformator ist (bzw. wird, wenn man die Primärwindungen selbst aufbringt) gegensinnig gewickelt. Schaltet der Transistor T2 ein, so steigt der Primärstrom und der Transformatorkern magnetisiert sich auf. Die Primärspannung u1(t) ist positiv und hat den Wert der Betriebsspannung. Durch den gegensinnigen Wicklungssinn, ist während der Einschaltphase der Sekundärspannung u2(t) hingegen negativ, die Diode sperrt.
Öffnet der Transistor T2, wird der Strom durch die Primärinduktivität schlagartig null. u1(t) ist in diesem Moment negativ, da die Induktivität versucht, den Primärstrom aufrecht zu erhalten. Die Sekundärspannung u2(t) ist in diesem Moment durch den gegensinnigen Wicklungssinn positiv. Diese Sekundärspannung stellt in diesem Moment die erzeugte Hochspannung dar.
In dem Transformator ist nun Energie gespeichert, welche sich, da der Transistor offen ist, nur über die Sekundärseite abbauen kann. Es fließt nun ein Sekundärstrom, bis entweder die Energie im Transformator abgebaut ist oder der Transistor T1 wieder schließt und die Vorgänge von neuem beginnen.
Mit dieser Version lassen sich bereits kurze Hochspannungsimpulse und Funkenüberschläge erzeugen. Belastet man diese Schaltung nur mit einer ohmschen Last, folgt die Ausgangsspannung des Transformators, also die Hochspannung, dem Ausgangsstrom, welcher sich stetig abbaut. Der Spitzenwert der Hochspannung ist also abhängig vom Spitzenwert des Sekundärstromes. Der Spitzenwert des Sekundärstromes hingegen hängt direkt mit dem bei der Aufmagnetisierung des Transformators erreichten Spitzenwert des Primärstromes über das Übersetzungsverhältnis
ü = N1/N2 zusammen:
i2,max = i1,max*(N1/N2).
Es gilt also für den Spitzenwert der Ausgangsspannung
u2,max = i2,max*RLast=i1,max*(N1/N2)*RLast.
Der Spitzenwert des Primärstromes ist von der Einschaltdauer Te des Transistors T2, der Betriebsspannung UB und der Primärinduktivität L1 abhängig. Es folgt
i1,max = (UE*Te)/L1.
Mit diesem Zusammenhang ergibt sich der Spitzenwert der Hochspannung zu
u2,max = (UE*Te)/L1*(N1/N2)*RLast.
Für ein Hochvolt-Gleichspannungsnetzteil muss die Sekundärseite des Hochspannungstransformators neben der vorhanden Gleichrichtung noch geglättet werden. Mehr dazu finden Sie unter Gleichrichtung, Glättung oder Vervielfachung.
Schaltet man ein Einweggleichrichtungs- und Glättungsnetzwerk hinter den Transformator, ergibt sich Ausgangsspannung nach dem Glättungsnetzwerk nach [26b] zu:
Ua = UB*(Te/Ta)*(N2/N1) mit
UB = Betriebsspannung,
Ua = Ausgangsspannung,
Te = Einschaltzeit,
Ta = Ausschaltzeit,
N2 = Windungszahl sekundär,
N1 = Windungszahl primär.
Die Ausgangsspannung hängt also sowohl vom Übersetzungsverhältnis des Transformators, als auch vom Verhältnis der Einschalt- zur Ausschaltzeit ab. Die Schaltung darf ungeregelt nicht unbelastet betrieben werden, da sonst die Spannung bis zur Zerstörung des Ausgangskondensators steigt. Alternativ wählt man eine geeignete Funkenstrecke.
In der Praxis lässt sich die Ausgangsspannung nur in einem kleinen Bereich über die Schaltzeiten einstellen [23b]. Besser funktioniert die Einstellung der Ausgangsspannung in einem weiten Bereich über eine Verstellung der Eingangsspannung. Das lässt sich über den in Abschnitt 3 Hochfrequenz Röntgentransformatoren beschriebenen Tiefsetzsteller erreichen.
Die Ausgangsspannung lässt sich nicht viervielfältigen, da es sich um eine pulsierende Gleichspannung handelt.
Eignung
Tabelle 3 Vor- und Nachteile der einfachen Zerhackerschaltung
| Vorteile | Nachteile |
| Abgleich auf maximale Ausgangsspannung mit Frequenz und Pulsweite | Schlechte Einstellbarkeit der Ausgangsspannung ohne weiteren Aufwand, nur Abgleich auf Maximalwert |
| | Komplexere Schaltung als Freischwingender Oszillator |
Tabelle 4 Eignung der einfachen Zerhackerschaltung für die jeweilige Transformatorart
| Transformatorart | Bewertung | Kommentar |
| Dioden-Splitt-Transformator | ++ | - Für Gleichspannungsquelle externes Glättungsnetzwerk notwendig |
| AC-Zeilentransformator | o | - Externe Gleichrichterdiode notwendig - für Gleichspannungsquelle Glättungskondensator notwendig - kleinere Ausgangsspannung als bei Verwendung eines Dioden-Splitt-Transformators |
Geregelter Sperrwandler
Auf dem in Abschnitt Einfache Zerhackerschaltung beschriebenen Prinzip des Sperrwandlers beruht das in [23b] beschriebene 40 kV-Netzteil (1 mA bei 40 kV, bis zu 5 mA bei weniger Spannung), allerdings verfügt hier die Steuerschaltung zusätzlich über eine Regelung und eine einstellbare Strombegrenzung. Der Gesamtaufbau ist in folgendem Bild dargestellt.
Bild 4 Gesamtaufbau 40 kV Netzteil aus [23b]
Es wird ein Dioden-Splitt-Transformator verwendet. Das Glättungsnetzwerk, welches an den Zeilentransformator angeschlossen ist, und zusätzlich als Spannungsteiler zur Spannungsmessung verwendet wird, ist unter Gleichrichtung, Glättung oder Vervielfachung näher beschrieben.
An X1-1 und X1-2 wird eine 18 V Wechselspannung angeschlossen, welche auf der Steuerplatine gleichgerichtet wird und die Steuerspannung liefert. An X2-1 und X2-2 wird eine 50 V-Gleichspannung angeschlossen, welche aus einem Transformator mit 36 V Ausgangsspannung und anschließender Gleichrichtung bzw. Glättung erzeugt werden kann.
Bild 5 Steuerplatine 40 kV Netzteil aus [23b]
Funktionsweise
Im Folgenden wird der Schaltplan in Bild 5 erläutert. Die Einstellung der Ausgangsspannung erfolgt über einen Linearregler. Dazu wird die Ausgangsspannung mit Hilfe des Glättungsnetzwerks heruntergeteilt und auf die Anschlüsse ST5 und ST6 (links im Bild) gegeben. Mit dem Jumper JP1 kann zwischen der internen Regelung für Testzwecke oder der externen über die Ausgangsspannungsmessung umgeschaltet werden.
Der Verstärker U2A ist als Regler beschaltet. Dieser steuert den Trenntransistor Q2, der die Steuerspannung von der höheren Eingangsspannung trennt. Dieser steuert den Transistor Q3, welcher als Treiber für den eigentlichen Längsregeltransistor Q5 dient. Q5 dient als einstellbarer Widerstand. Daher kann die Spannung, die über ihm abfällt, verändert werden und so die Eingangsspannung des nachgeschalteten Zeilentransformators einstellen. Über den Transistor Q4 erfolgt eine über P1 einstellbare Strombegrenzung.
Eine detailliertere Beschreibung der Funktionsweise der Steuerung finden sie unter [23b].
Eignung
Tabelle 5 Vor- und Nachteile des geregelten Sperrwandlers
| Vorteile | Nachteile |
| Ausgangsspannung vollständig einstellbar | Komplex, eher Projektcharakter als nur Versuchsaufbau |
| Regelung | Schaltung muss gelayoutet werden und auf eine Platine gebracht werden |
Tabelle 6 Vor- und Nachteile des geregelten Sperrwandlers für die jeweilige Transformatorart
| Transformatorart | Bewertung | Kommentar |
| Diodensplittransformator | ++ | - Glättungsnetzwerk notwendig |
| AC-Zeilentransformator | o | - Externe Gleichrichterdiode notwendig - externes Glättungsnetzwerk notwendig - kleinere Ausgangsspannung als bei Verwendung eines Dioden-Splitt-Transformators |
Royer Converter
Der Schaltplan in Bild 6 zeigt einen sog. Royer Converter, eine Schaltungsvariante des allgemeinen Resonanzwandlers, benannt nach George H. Royer, der die Schaltung 1957 patentieren ließ [32b].
Sie arbeitet im ZVS-Modus (zero voltage switching), was bedeutet, dass die zwei Transistoren immer genau dann umschalten, wenn die Spannung über dem Kondensator null ist, was Schaltungsverluste minimiert. Das Schaltprinzip beruht auf einem Parallelschwingkreis aus Primärinduktivität L des Transformators und dem Kondensator C. Die Schaltung ist mit der Resonanzfrequenz des Schwingkreises selbstschwingend.
Bild 6 Royer Converter aus [27b]
Funktionsweise
Zunächst werden die Bauteile erläutert. Die 470 Ohm Widerstände sind Gatevorwiderstände, um den Stromfluss in das Gate zu begrenzen. Die 10 kOhm Widerstände sind Entladewiderstände für die Gates, werden aber nicht unbedingt gebraucht. Die Aufgabe der Entladung wird von den Dioden übernommen. Die Zener-Dioden vor den Gates begrenzen die Gatespannung auf 12 V. Die Eingangsdrossel entkoppelt die Eingangsspannung von der Wechselspannung an der Mittelanzapfung [28b].
Beim Anschwingen der Schaltung werden beide Gates der Transistoren geladen. Aufgrund von Bauteiltoleranzen schaltet ein Transistor schneller als der andere durch. In diesem Beispiel der untere Transistor T2. In diesem Fall haben wir am Kondensator am unteren Ende „Minus“. Die Diode D1 liegt mit der Kathode an „Minus“, wird leitend, und schließt das Gate des Transistors T1 kurz, welcher nun sicher sperrt.
Nun wird der Kondensator C über den oberen Teil der Mittelanzapfung der Primärinduktivität auf die Betriebsspannung aufgeladen, das positive Potenzial ist an seinem oberen Ende. Ist die Betriebsspannung erreicht, so entlädt sich der Kondensator über die komplette Primärinduktvität. Seine elektrische Energie wird im Magnetfeld des Transformators gespeichert. Die Primärinduktvität treibt den Strom durch diese weiter und fängt an, den unteren Pol den Kondensators positiv aufzuladen.
Ist die Spannung über dem Kondensator gerade null, sperrt die Diode D1, da jetzt die Kathode an dem sich positiv aufladenden unteren Pol des Kondensators befindet. Der Ladestrom für den oberen Transistor T1 ist jetzt nicht mehr kurzgeschlossen. Außerdem leitet nun D2, da der obere Pol des Kondensators negativ wird und schließt den Ladestrom von T2 kurz. T2 sperrt. Beide Transistoren haben im Nulldurchgang der Spannung am Kondensator (und damit über der Primärinduktivität) geschaltet (zero voltage switching).
Sobald die im Magnetfeld der Induktivität gespeicherte Energie wieder als elektrische Energie im Kondensator angekommen ist (er ist wieder auf Betriebsspannung aufgeladen, der untere Pol ist jetzt aber positiv), entlädt sich der Kondensator wieder in die Primärinduktivität. Die elektrische Energie wird im Magnetfeld gespeichert, im Nulldurgang der Spannung schalten die Transistoren wieder um und die Primärinduktitiät treibt den Strom weiter, bis der Kondensator wieder vollständig auf die Betriebssspannung aufgeladen ist. Der obere Pol ist wieder positiv. Die Vorgänge beginnen von neuem.
Da auf der Sekundärseite permanent Strom (und damit dem Magnetfeld der Primärindukvität Energie) entnommen wird, muss dem Schwingkreis dauerhaft Energie zugeführt werden. Das ist die Aufgabe der Eingangsdrossel, welche als Stromquelle wirkt. Zusammen mit den Transistoren, die welchselseitig die Pole des Kondensastors auf „Minus“ legen, wird die Nachladung des Kondensators unterstützt.
Der Strom durch den Schwingkreis ist sinusförmig, ebenso wie die Spannung über Kondensator und Primärindukvität. Daher ist auch die Hochspannung an der Sekundärseite des Transformators sinusförmig. Die Amplitude der Hochspannung ûHV hängt von der Eingangsgleichspannung Ue und dem Übersetzungsverhältnis ü = N1/N2 des Transformators ab.
ûHV=ûe∙(1/ü)=ûe∙(N2/N1)
Für ein Hochvolt-Gleichspannungsnetzteil muss die Sekundärseite des Hochspannungstransformators gleichgerichtet und geglättet werden. Mehr dazu finden Sie unter Gleichrichtung, Glättung oder Vervielfachung.
Eine Einstellbarkeit der Ausgangsspannung lässt sich über eine Verstellung der Eingangsspannung erreichen. Dazu eignet sich der Leistungs-Tiefsetzsteller, wie er in Abschnitt Ansteuerung für Hochfrequenztransformatoren beschrieben wird, was allerdings erheblich mehr Aufwand bedeutet.
Wird ein AC-Zeilentransformator verwendet, so lässt sich die Ausgangsspannung aufgrund der relativ hohen Betriebsfrequenz der Schaltung sehr gut vervielfachen.
Eignung
Tabelle 7 Vor- und Nachteile des Royer-Converters
| Vorteile | Nachteile |
| Selbstschwingend | keine Einstellbarkeit der Ausgangsspannung ohne weiteren Aufwand |
| Sinusförmiger Strom und Spannung | |
| Leistungsstark, wenn mit Brückengleichrichter ausgangsseitig kombiniert | |
Tabelle 8 Eignung des Royer-Converters für die jeweilige Transformatorart
| Transformatorart | Bewertung | Kommentar |
| Diodensplittransformator | o | - nutzt durch die interne Einweggleichrichtung nur eine Halbwelle aus, weniger leistungsstark - externes Glättungsnetzwerk notwendig |
| AC-Zeilentransformator | ++ | - externe Glättungsdioden notwendig - sehr leistungsstark, wenn mit Brückengleichtiger ausgangsseitig ausgeführt - externes Glättungsnetzwerk notwendig - Ausgangsspannung ist mit Hochspannungskaskade vervielfachbar |
Ansteuerung für Hochfrequenz Röntgentransformatoren
Diese sehr leistungsstarken Transformatoren sind vergleichsweise komplex anzusteuern. Es bedarf einer Gleichspannungserzeugung aus dem Netz und einer Wechselrichtung mit einer höheren Frequenz. Beide hier vorgestellten Schaltungen entstanden im Rahmen dieser Projektarbeit. Alle Komponenten sind bei Reichelt oder Conrad zu beschaffen (außer der Stromsensor LTS 15-NP bei Distrelec).
Die Betriebsspannungen werden auf den Platinen erzeugt. Das geschieht mittels galvanisch trennenden Sperrwandlern. Die Platinen werden mit einem 12 V-Steckernetzteil betrieben. Wir haben Sperrwandler von HN Power verwendet (SIM1-12XX Serie). Es gibt Sperrwandler mit einer höheren kapazitiven Last wie von Recom International, Serie R0-12XXs (XX = 05, 12,15). In diesem Fall können alle 22 μF Elektrolyt-Stützkondensatoren im Schaltplan durch 100 μF ersetzt werden. Die hochfrequenten Schaltfrequenzen an der Ein- und Ausgangsseite der Sperrwandler werden über LC-Filter unterdrückt.
Der aktive Zustand der Sperrwandler wird über LEDs (Low Power, 2 V, 2 mA) angezeigt.
Einstellbare, geregelte Gleichspannungsquelle
Das Bild 7 zeigt einen geregelten Tiefsetzsteller, welcher die Netzspannung in eine konstante Gleichspannung umwandelt, auch bei veränderlicher Last. Die Spannung ist stufenlos zwischen 0 – 300 V (unter Volllast 200 V) einstellbar, die übertragbare Leistung beträgt mindestens 1 kW bei mindestens 7 A, was für die meisten Röntgentransformatoren mehr als ausreichend ist. Die Gleichspannungsquelle muss während des Betriebs des Transformators lediglich die Wirkleistung des Transformators und der Last übertragen, während der Wechselrichter zusätzlich die Blindleistung bereitstellt. Der Tiefsetzsteller kann also auf kleinere Ströme als der Wechselrichter ausgelegt werden.
Bild 7 Leistungs-Tiefsetzsteller Schaltplan
Funktionsweise
Der Tiefsetzsteller funktioniert über eine geregelte Pulsweitenmodulation bei einer Taktung von 50 kHz. Prinzipiell wird dabei ein Schalttransistor über eine unterschiedliche lange Zeit durchgeschaltet, um so die Spannung über den Ausgangskondensatoren zu verändern. Das Schaltprinzip ist in [30b] ausführlicher beschrieben.
Hauptstromkreis
Die Netzspannung wird über einen Brückengleichrichter in eine pulsierende Gleichspannung umgewandelt, welche von insgesamt 1600 µF Glättungs-Elektrolytkondensatoren geglättet wird. Schaltet der Leistungs-MOSFET IXFK 44N80P durch, so steigt der Strom durch die Spulen zeitlich linear an und es wird Energie im Magnetfeld der Spulen mit zusammen 200 µH gespeichert. Beim Öffnen des Transistors fällt der Strom durch die Spulen zeitlich linear ab und fließt über die Diode, welche den Freilaufkreis bildet. Je höher die Frequenz des Taktsignals ist, desto kleiner wird der Maximalwert des Stromverlaufs. Dieser Strom lädt die Ausgangskondensatoren.
Bei den Spulen handelt es sich um Eisenpulver-Kerne mit 10 A Sättigungsstrom. Diese besitzen durch ihre feine Körnung einen verteilten Luftspalt. Es ist genauso gut möglich, eine Spule mit der entsprechenden Induktivität mit einem Ferritkern mit Luftspalt selbst zu wickeln. Die Materialkosten sind allerdings höher. Der Nachteil von Eisenpulver liegt bei den höheren Ummagnetisierungsverlusten.
Die Schaltung ließe sich auch höher als mit 50 kHz takten, wodurch der Maximalwert des Stroms durch die Spulen sinken würde. Allerdings steigen damit auch die Ummagnetisierungsverluste. Eine höhere Schaltfrequenz ist daher nur bei der Verwendung einer selbstgewickelten Spule mit Ferritkern zu empfehlen.
Während der Einschaltzeit des Transistors Tein liegt über den Ausgangskondensatoren die Eingangsspannung Ue an (uL wird vernachlässigt). Schaltet der Transistor hingegen während Taus aus, so „sieht“ der Ausgang lediglich die Durchlassspannung der Diode, also ca. 1-2 V. Die Ausgangsspannung entspricht dem Mittelwert dieser beiden Spannungen. Ist die Einschaltzeit höher, so wird auch die Ausgangsspannung höher, da die Eingangsspannung länger anliegt. Die Ausgangsspannung ergibt sich also zu
Ua = (Tein/Taus)∙Ue.
Der Leistungs-Tiefsetzsteller ist nicht durchschlussfest. Dazu wäre eine Begrenzung des Ausgangsstromes nötig. Dieser könnte über einen 0,1 Ohm Hochlast-Widerstand erfasst werden. Der Spannungsabfall (10 A bedeutet 1 V) lässt sich ebenfalls über den Optokoppler HCNR201 und zwei Operationsverstärkern (Schaltung nach Datenblatt) messen. Dazu sind zwei neue galvanisch trennende +5 V-Spannungsquellen nötig, welche die Operationsverstärker auf der Hoch- und Niederspannungsseite versorgen. Der zweite Operationsverstärker des TL494 lässt sich als Komparator beschalten, welchem über einem Potenziometer am invertierenden Eingang eine einstellbare Spannung (0-1 V) vorgegeben wird. So lässt sich der maximale Ausgangsstrom zwischen 0-10 A einstellen. Dies wurde allerdings nicht getestet.
Steuerstromkreis
Für die nötigen Spannungsniveaus werden galvanisch trennende DC/DC-Wandler eingesetzt. Das Vorhandensein der Steuerspannungen wird über zwei LEDs angezeigt. Die Schaltung hat zwei getrennte Massen: die der Steuerspannung GND_12V und die des Hauptstromkreises GND_230V.
Als Taktgeber wird ein TL494 verwendet. Für die Erzeugung der Impulse wird ein interner Oszillator verwendet, welcher an Pin 5 und Pin 6 eines Kondensators und eines Widerstandes bedarf. Der interne Oszillator erzeugt nun eine Sägezahnspannung. Interne Komparatoren (für Pulsweite und Totzeit) vergleichen den Momentanwert der Spannungsrampe mit den Spannungsvorgaben der Totzeit-Einstellung und der Operationsverstärker-Ausgänge (gemeinsamer Pin 3). Ist die Rampenspannung größer als die Spannungsvorgaben, schalten die Ausgangstransistoren des ICs durch, um einen Steuerimpuls zu erzeugen. Je höher die Spannungsvorgabe, desto kürzer die Zeit, in der die Rampenspannung größer ist, also umso kürzer sind die Steuerpulse.
Der Kondensator und der Widerstand bestimmen gemeinsam die Frequenz, der genaue Zusammenhang lässt sich aus dem Datenblatt [31b] entnehmen. Die Frequenz ist mit R20 auf 50 kHz einstellbar. Die Totzeit (Pin 4) liegt fest auf Masse. Damit ermöglicht diese Spannungsvorgabe die Ausgabe der maximalen Pulsweite.
Das IC arbeitet im Parallelbetrieb, dazu ist Output-Control (Pin 13) auf Masse gelegt. Damit schalten beide Ausgangstransistoren parallel. Die maximal erreichbare Pulsweite beträgt dann 96%. Das eigentliche Pulsweitenmodulations-Verfahren ist im nächsten Absatz beschrieben.
Über die Reihenschaltung aus 2 Watt-Widerständen aus je 1 kΩ wird die Ausgangsspannung erfasst und über den Optokoppler HCNR201j galvanisch getrennt von der 12 V-Steuerspannung auf den Taktgeber zurückgeführt. Der Optokoppler besteht aus einer LED und einer Photo-Diode. Fließt eingangsseitig ein höherer Strom durch die LED, bewirkt das einen erhöhten Stromfluss durch die Photo-Diode, welche als Stromquelle wirkt. Der von der Photo-Diode erzeugte Strom bewegt sich allerdings im μA -Bereich. Ein entsprechend großer Widerstand sorgt für einen Spannungsabfall an diesem Widerstand, der proportional zum Eingangsstrom und damit der Eingangsspannung ist.
Ein Operationsverstärker vom TL494 ist als PI-Regler mit 6,8-facher Verstärkung beschaltet. Dieser vergleicht die Sollspannung, welche mit dem Potenziometer 1k_U_SOLL eingestellt wird, mit der Ist-Ausgangsspannung. Ist der Sollwert z.B. größer als der Istwert, so verkleinert sich die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers. Eine kleinere Ausgangsspannung bedeutet, dass die Pulsweite des Ausgangs CH1 über dem Widerstand R1 ansteigt. Eine größere Pulsweite sorgt dafür, dass der Schalttransistor Q1 länger durchschaltet und somit die Ausgangsspannung ansteigt. Die Kapazität von 1 µF in der Rückkopplung ist ein Standardwert [29b] und ließe sich zur Beschleunigung des Reglers verkleinern.
Die Takte (CH1) des TL494 werden auf das Gate-Treiber-IC HCPL-J312 gegeben. Dieses trennt die Ausgangsimpulse, die an den MOSFET gehen, galvanisch von der 12 V-Steuerspannung. Auch dieser Optokoppler besteht aus einer LED und einer Photodiode, welche den Ausgangstransistor des Treibers steuert.
Schaltet der Ausgangstransistor des TL494 durch, so liegt CH1 auf Masse. Dadurch fließt ein Strom durch die LED des Treibers und die Photodiode wird durchgesteuert.
Somit wird die Versorgungsspannung des Treibers auf das Gate gegeben. Die Versorgungsspannung beträgt 15 V, welche intern auf der Platine erzeugt wird und auf die Source des MOSFETs bezogen ist.
Das Layout der Schaltung sieht folgendermaßen aus.
Bild 8 Leistungs-Tiefsetzsteller Layout
Der Gesamtaufbau der Schaltung ist in Bild 9 dargestellt.
Bild 9 Gesamtaufbau Leistungs-Tiefsetzsteller
Einschaltstrombegrenzung
Der Leistungs-Tiefsetzsteller lässt sich ohne eine vorgeschaltete Einschaltstrombegrenzung nicht direkt am Netz einschalten, da sonst die Leitungsschutzschalter auslösen. Zu diesem Zweck wurde die Schaltung in Bild 10 entworfen. Die 24 V-Spannungsversorgung wird mit einem Sperrwandler erzeugt (12 V Eingangsspannung).
Zunächst wird der Eingangskreis des Tiefsetzstellers über einen 100 Ohm-Widerstand geladen.
Ein Komparator vergleicht seine 12 V-Schaltschwelle mit einem sich aufladendem RC-Glied und schaltet nach 1-3 s, je nach Restladung des Kondensators, ein Hochlast-Relais (HF115F/024-1HS3B) durch. Dieses überbrückt den Einschaltwiderstand permanent und der Tiefsetzsteller wird direkt am Netz betrieben.
Bild 10 Schaltplan der Einschaltstrombegrenzung
Das Layout dieser Schaltung ist in Bild 11 gezeigt.
Bild 11 Layout der Einschaltstrombegrenzung
Rechteck-Wechselrichter
Die erzeugte Gleichspannung muss nun wieder in eine Wechselspannung umgeformt werden. In diesem Fall wird eine Rechteckspannung mit Hilfe einer Vollbrücke erzeugt. Ausgelegt ist diese für
15 A bei bis zu 300 V. Die Platine wird mit 12 V versorgt.
Es ist zu beachten, dass der Wechselrichter eine höhere Strombelastung erfährt, als der vorgeschaltete Tiefsetzsteller. Dieser muss nur die verbrauchte Wirkleistung des Transformators bzw. der angeschlossenen Last liefern, während der Wechselrichter zusätzlich auch den Blindstrom zur Magnetisierung des Transformators führt. Deshalb der Strom unbedingt überwacht werden.
Da es bei zu schnellem bzw. unvorsichtigem Hochfahren der Vollbrücke zu Brückenkurschlüssen kommt, möglicherweise bedingt durch EMV-Störungen, muss in jedem Fall zwischen KS-1 und KS-2 der nachfolgend beschriebene Kurzschlussschutz geschaltet werden. Dieser kann kurzzeitige Brückenkurzschlüsse (beide IGBTs einer Halbbrücke sind gleichzeitig eingeschaltet, eng. „cross conduction“ oder „shoot-through“) verhindern. Das unten beschriebene Widerstands-Array ersetzt diese Schaltung.
Die hier gezeigte Vollbrücke ist nicht permanent kurzschlussfest. Die Abschaltlogik ist zu langsam um einen direkten Kurzschluss abzuschalten. Auch eine eingangsseitige Strombegrenzung durch den Leistungstiefsetzsteller würde nicht schützen, da zunächst der Zwischenkreis entladen wird.
Wir haben zwischen die Anschlüsse KS-1 und KS-2 ein Array von Hochlastwiderständen (10 ∙ 100 Ohm parallel geschaltet, also 10 Ohm) geschaltet. Diese begrenzt im Kurzschlussfall den Strom auf ca. 20 A. Die Abschaltlogik schaltet diesen Strom schnell genug ab, um die Vollbrücke zu schützen. Der Offensichtliche Nachteil besteht in dem Leistungs- bzw. Spannungsverlust in den Widerständen. So bedeuten 5 A Eingangsstrom bereits 50 V Verlust für die Eingangsspannung des Hochspannungs-Transformators, sodass die erreichbare Hochspannung sinkt. Damit ist die IGBT-Vollbrücke kurzschlussfest.
Diese 10-Ohm haben den positiven Nebeneffekt, dass sich durch den zeitveränderlichen Strom durch den Transformator ein zeitveränderlicher Spannungsabfall über dem Widerstand entsteht, welcher dazu führt, dass die Eingangsspannung des Transformators kein Rechteck mehr ist, sondern eine weichere Kurvenform. Das reduziert deutlich die Blindströme, welche durch hochfrequent angeregte parasitäre Kapazitäten auf der Sekundärseite verstärkt werden.
Der Schaltplan ist in Bild 12 dargestellt.
Bild 12 Rechteck-Wechselrichter Schaltplan
Hauptstromkreis
Der Hauptstromkreis ist relativ einfach und besteht außer einem Stromsensor aus den vier IGBTs (IGBT 4BC 30U, besser IGBT 4BC 40U), welche die Vollbrücke bilden und dem Zwischenkreis, also den Eingangskondensatoren, welche die Eingangsspannung puffern.
Die Vollbrücke erzeugt eine Wechselspannung aus der Eingangsspannung und besteht aus zwei Halbbrücken, welche je aus einem sog. High-Side-IGBT (dem oberen) und einem sog. Low-Side-IGBT (dem unteren) bestehen. Dazu werden stets zwei Transistoren zusammen geschaltet: Q1 schaltet zusammen mit Q3 und Q2 zusammen mit Q4. Über dem Ausgang liegt also die periodisch umgepolte Eingangsspannung an. Mit dieser Rechteckspannung lassen sich Transformatoren betreiben.
Die empfindlichen IGBTs werden vor Überspannungen an der Gate-Emitter- und an der Collector-Emitter-Stecke mit Hilfe von schnellen Transil-Dioden geschützt. Diese schützen gegen Überspannungsspitzen, indem sie schnell durchschalten und somit die Überspannungsspitze auf die Durchlassspannung der Transil-Diode begrenzt wird.
Steuerstromkreis
Für die nötigen Spannungsniveaus werden galvanisch trennende DC/DC-Wandler eingesetzt. Das Vorhandensein der Steuerspannungen wird über drei LEDs angezeigt. Die Schaltung hat zwei getrennte Massen: die der Steuerspannung GND_S und die des Hauptstromkreises GND.
Als Taktgeber wurde ein TL494 verwendet. Für die Erzeugung der Impulse wird ein interner Oszillator verwendet, welcher an Pin 5 und Pin 6 eines Kondensators und eines Widerstandes bedarf. Dieser erzeugt eine Sägezahnspannung. Interne Komparatoren (für Pulsweite und Totzeit) vergleichen den Momentanwert der Sägezahnspannung mit den Spannungsvorgaben der Totzeit-Einstellung und der Operationsverstärker-Ausgänge (gemeinsamer Pin 3). Ist die Rampenspannung größer als die Spannungsvorgaben, schalten die Ausgangstransistoren des ICs durch, um einen Steuerimpuls zu erzeugen. Je höher die Spannungsvorgabe, desto kürzer die Zeit, in der die Sägezahnspannung größer ist, also umso kürzer sind die Steuerpulse.
Der Kondensator und der Widerstand bestimmen gemeinsam die Frequenz, der genaue Zusammenhang lässt sich aus dem Datenblatt [31b] entnehmen. Die Frequenz ist mit R22 zwischen 7 – 12,5 kHz einstellbar. Es ist zu beachten, dass die Oszillator-Frequenz doppelt so hoch sein muss, wie die gewünschte Frequenz der Vollbrücke, da für jedes Überschreiten der Spannungsvorgaben von der Sägezahnspannung nur einen Steuerimpuls erzeugt wird (Push-Pull-Modus, siehe unten). Für eine Periode der Vollbrücke müssen allerdings beide Kanäle einmal geschaltet werden. Auch die Totzeit, also die Zeit zwischen den Steuerimpulsen in denen keiner der IGBTs angesteuert wird, lässt sich mit R23 einstellen. Dieses Potenziometer erhöht die Spannung an Pin 4, welches eine Erhöhung der Totzeit bzw. eine Verkleinerung der Pulsweite bedeutet.
Dabei gibt es prinzipiell keinen Unterschied zwischen Pulsweiten- und Totzeiteinstellung. Da die Periodendauer der Steuersignale fest vorgegeben wird, wirken beide Varianten stets auf die Pulsweite ein, z.B. bewirkt eine längere Totzeit ebenso eine Verkürzung der Pulsweite, wie eine direkte Einstellung dieser. Für die Pulsweitenmodulation, wie sie beim oben beschriebenen Tiefsetzsteller funktioniert, werden die internen Operationsverstärker bzw. deren Rückkopplung an Pin 3 verwendet. Werden beide Verfahren benutzt, setzt sich stets die Einstellung durch, die die kleinste Pulsweite verlangt.
Bei dieser Schaltung ist die Pulsweitenmodulation deaktiviert. Dazu wird beiden Operationsverstärken eine 5 V Differenzspannung gegeben (Der +Pin ist dabei auf Masse). Somit geben diese an ihrem Ausgang 0 V und damit maximale Pulsweite aus. Diese kann nur über die Totzeit fest eingestellt werden. Das IC arbeitet im „Push-Pull-Modus“ (Pin 13 auf Vref), das heißt, dass beide Ausgangstransistoren alternierend schalten. Die maximale Pulsweite beträgt in diesem Modus ca. 48%, da intern eine kleine Totzeit sichergestellt wird. Durch die Pull-Up-Widerstände befinden sich die Ausgangssignale CH1 und CH2 im Ruhezustand auf 12 V. Erzeugt das IC einen Steuerimpuls, so schaltet der jeweilige Transistor das Ausgangssignal auf Masse – es wird also in dieser Schaltung negative Logik verwendet.
Die Ausgangssignale CH1 und CH2 werden auf die galvanisch trennenden IGBT-Treiber HCPL-j312 gegeben. Diese verfügen eingangsseitig über eine LED und ausgangsseitig über eine Photodiode, welche den Ausgangstransistor steuert. Schaltet der Taktgeber ein Ausgangssignal auf Masse, fließt ein Strom durch die jeweilige LED. Der IGBT bekommt einen 15 V Steuerpuls.
Der Low-Side-IGBT einer Halbbrücke kann dabei ohne Probleme mit der +15 V-Versorgungsspannung der IGBT-Treiber durchgesteuert werden, da sein Emitter auf der Hauptstromkreismasse GND liegt, auf welches auch die +15 V- Versorgungsspannung bezogen ist. Soll hingegen der High-Side-IGBT durchgesteuert werden, so liegt sein Emitter nicht auf GND, da der zugehörige Low-Side-IGBT bereits sperrt, weshalb die +15 V-Versorgungsspannung nicht direkt verwendet werden kann. Es wird stattdessen eine sog. Bootstrap-Schaltung verwendet, bei der ein schneller Keramik-Kondensator (6,8 nF) über eine Diode (z.B. D4) immer dann geladen wird, wenn der Low-Side-IGBT durchschaltet, da in diesem Fall der Bootstrap-Kondensator mit der Hauptstromkreismasse GND verbunden ist. Schaltet der High-Side-IGBT durch, übernimmt der Bootstrap-Kondensator die Versorgung der Gates indem er das Gate-Potenzial um ca. 15 V gegenüber dem Emitter-Potenzial, welches mehrere 100 V betragen kann (Eingangsspannung der Vollbrücke) anhebt.
Die galvanische Trennung ist notwendig, damit der Taktgeber bei hoher Belastung der Schaltung noch störungsfrei funktioniert.
Die Gatebeschaltung der IGBTs begrenzt den Umladestrom für die Gatekapazität mit 10 Ohm. Das Ausschalten, also Entladen der Gatekapazität, geschieht wesentlich schneller über eine sehr schnelle Diode. Dabei wird der Strom durch 1 Ohm begrenzt.
Die Schaltung besitzt zusätzlich eine Abschaltlogik für den Überstromschutz. Aufgrund der Lage des Sensors vor den IGBTs, die den Wechselstrom erzeugen, würde man eigentlich nur Ströme in Richtung der Vollbrücke (im Folgenden als positiv angenommen, da der Sensor mit dieser Zählpfeilrichtung misst) erwarten. Während der Totzeit fließt allerdings ein Rückwärtsstrom durch die Freilaufioden der IGBTs zurück in die Eingangskondensatoren, da die Induktivität des angeschlossenen Transformators den Strom in die gerade vorliegende Richtung weitertreibt. Daher können auch negative Ströme auftreten.
Der Stromsensor, LTS15-NP, wandelt verlustarm den durch ihn fließenden Strom in eine proportionale Spannung. Das Spannungssignal vom Sensor hat einen festen 2,5 V Offset. Bei dem Maximalwert von +16 A, welchen der Sensor noch erfassen kann, liefert dieser 2,5 V + 0,625 V. Ein Shunt-Widerstand zur Strommessung verbraucht hingegen unnötig Wirkleistung.
Zunächst wird das Ausgangssignal über zwei Tiefpässe gefiltert um das Rauschen des Sensors und die 50 kHz Störfrequenz des Tiefsetzstellers zu unterdrücken. Dann wird das Ausgangssignal mit dem als Differenzverstärker (Eingangswiderstände R6 und R7) beschalteten Operationsverstäker MCP607-I/P verstärkt und von dem Offset befreit, in dem auch dem Differenzverstärker ein Offset gegeben wird. Dieser ist mit R21 einstellbar. Die Verstärkung des OPs ist über R19 und R20 einstellbar. Die Schaltung muss also zunächst richtig eingestellt werden, bevor sie funktioniert. Dazu lässt sich R21 verstellen, bis das Ausgangssignal des Differenzverstärkers gerade 0 V beträgt.
Hinter dem Differenzverstärker ist ein Tiefpass, welcher den arithmetischen Mittelwert des Sensorsignals bildet. Dieser liefert nun eine Gleichspannung, welche der Höhe des Stromes in der Vollbrücke proportional ist. Die Höhe der Gleichspannung ist von der gewählten Verstärkung des Operationsverstärkers abhängig. Die Ausgangsspannung lässt sich nun von z.B. einem analogen Spannungsmessgerät anzeigen, wobei sich die Skala auf den richtigen Zahlenwert des Stromes in der Vollbrücke anpassen lässt. Der Differenzverstärker sollte so eingestellt werden, dass die Ausgangsspannung bei den Messanschlüssen bei 4 A ca. 200 mV beträgt, da in diesem Bereich die Schaltung relativ linear arbeitet. Dafür müssen R21 und R20 vorsichtig wechselseitig verstellt werden. Die Verwendung von Präzisions-Potenziometern (25 Gänge) ist also anzuraten. Wir verwenden für die Spannungsmessung ein 100 μA-Messgerät mit einem vorgeschalteten 5k-Potenziometer zur Anpassung des Innenwiderstandes. Außerdem wurde ein weiterer 100 μ -Elektrolytkondensator zur weiteren Glättung den Messanschlüssen parallelgeschaltet.
In einer späteren Version der Schaltung soll der Differenzverstärker durch einen Instrumentenverstärker ersetzt werden, welche typischerweise nur einen RG-Widerstand zur Einstellung der Verstärkung haben. Dies würde die Einstellung erheblich erleichtern. Außerdem haben Instrumentenverstärker einen wesentlich höheren Eingangswiderstand.
Ein Komparator vergleicht nun die Höhe der Ausgangsspannung mit einer ihm mit R18 vorgebebenen Schaltschwelle. Ist die Ausgangsspannung höher, schaltet der Komparator seinen Ausgang auf Masse. Dieser verwendet also negative Logik, ebenso wie das nachgeschaltete SR-Flip-Flop. Wird „Set“ auf Masse geschaltet, so wird das Flip-Flop gesetzt und die die Ausgänge des Flip-Flops sind auf 12 V. Der gesetzte Zustand des Flip-Flops wird über eine LED angezeigt, wobei der Vorwiderstand für die LED nicht vergessen werden darf. Das Flip-Flop erzeugt also ein Shut-Down-Signal, welches auf Pin 3 des TL494 gegeben wird. Damit wird die Pulsweite zu null gesetzt und die Vollbrücke unterbrochen. Erst durch Schalten des Reset-Tasters wird die Vollbrücke wieder aktiviert.
Das Layout der Schaltung ist in Bild 13 dargestellt.
Bild 13 Rechteck-Wechselrichter Layout
Der Gesamtaufbau der Schaltung ist in Bild 14 dargestellt.
Bild 14 Gesamtaufbau Wechselrichter
Kurzschlussschutz
Um Brückenkurzschlüsse zu vermeiden, lässt sich die in Bild 15 gezeigte Schaltung verwenden. Dabei wird der Strom in der Vollbrücke über mehrere Hochlast-Widerstände gemessen. Ist der Spannungsabfall an diesen größer als die Durchlassspannung der Diodenstrecke, so schaltet ein Bipolar-Transistor das Gate des Leistungs-MOSFETs, welcher den Strom begrenzen soll, kurz. Dieser unterbricht den Strom, bis das der MOSFET erneut durchsteuert, da der Strom wieder ansteigt.
Da der MOSFET teilweise im linearen Bereich arbeitet, überhitzt er sehr schnell und wird zerstört, besonders wenn die Eingangsspannung hoch ist, da diese dann vollständig über dem MOSFET anliegt. Diese Schaltung kann also nur sehr kurzzeitige Kurzschlüsse abfangen. Es ist trotzdem ein großer Kühlkörper für den MOSFET vorzusehen. Um Brückenkurzschlüsse zu verhindern eignet sich diese Schaltung dennoch sehr gut.
Über die Jumper lassen sich die Dioden überbrücken, um die Strombegrenzung früher zu aktivieren. Dabei gelten die Richtwerte:
1 D: ca. 7 A
2 D: ca. 14 A
3 D: ca. 21 A
Bild 15 Schaltplan für den Kurzschlussschutz
Das Layout dieser Schaltung ist in Bild 16 dargestellt.
Bild 16 Layout des Kurzschlussschutzes
